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基于軟件無線電擴頻通信的同步系統研究 |
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[ 通信界 / 熊卓列，蔣卓勤，陸玉蛾 / m.6611o.com / 2006/10/2 9:44:11 ] |
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熊卓列，蔣卓勤，陸玉蛾
1 引言
軟件無線電系統（Software Defined Radio）是指用軟件控制數字信號處理的方式，來完成傳統模擬無線電功能的系統，其核心是盡量使A/D和D/A轉換模塊靠近天線，在構筑一個開放性的、模塊化的硬件平臺的基礎上，通過軟件來實現各種功能，擴頻通信在發端采用偽隨機編碼序列對信號頻譜進行擴展，而接收端使用相同偽隨機碼序列對已擴信號進行解擴，解擴中，信號頻譜帶寬被恢復，噪聲頻譜被擴展，故此時用帶通濾波器可以消除大部分噪聲，為降低噪聲干擾提供了一種有效途徑[1]，同時采用相關接收技術，使系統具有很強的抗干擾性能。
將兩者結合構成基于軟件無線電擴頻通信系統，具有開發時間短、設計靈活、易于調試，可兼容性好等特點，是未來發展和運用的趨勢。
2 系統原理
系統同步主要是解決通信中存在的接收端本地載波與發端載波不同步和兩端信息流速率不一致，在實際運用中，收端接收機是實現系統同步的主要環節，其原理框圖如圖1所示，首先將接收信號從射頻變為中頻（射頻采樣困難），并利用帶通濾波器濾除帶外噪聲，然后以固定頻率為fs的抽樣信號對中頻信號進行直接采樣，即通過A/D變換，將其變換成數字信號送入DSP，在DSP內用軟件完成對采樣信號正交數字下變頻，然后從下變頻產生的信號中估計頻偏的正負及數值大小，再進卡爾曼濾波和數字鎖相環，可得到實際頻差與預測頻差之間產生的相位誤差信號，即完成同步搜索和頻偏估計，在同步搜索成功的基礎上，糾正載波頻偏和調整碼元速率并進入同步跟蹤環節，此時，系統鎖定同步信息并跟蹤載波頻偏變化，同時進行擴頻碼的非相干解調和解擴，最后還原出原基帶信息。
接收端頻率合成使用直接數字頻率合成器DDS，他受DSP控制，通過DSP輸出的反應實際頻差與預測頻差的頻偏信號Δω’以及DPLL中數字環路濾波器輸出的相位誤差信號e（θ）來控制調整DDS的輸出頻率，實現收發兩端載波同步。
載波同步后，系統還需進行收發兩端信息流速率的同步和對已擴信號進行解擴。
3 系統同步的不確定性因素及其對系統性能的影響
無線傳輸信道對信號傳輸存在快衰落和慢衰落影響，同時還有加性噪聲干擾[2]，影響系統性能的主要因素有：
系統中的頻率源，由于系統中晶振受到各種因素影響，其實際輸出頻率與標稱頻率之間存在差異，這種差異使得收發兩端載波頻率、相位產生漂移，從而造成系統性能下降，并且他還會使收發兩端信息流速率不同步，在收端產生信息的丟失或錯誤地多收數據。
電波傳播的時延擴散，由于收發兩端相隔一定距離，電波通過直射、反射、散射等路徑到達接收機天線時將產生時延擴散，而在時間上的積累則會產生載波的相偏，除了上述主要因素外，多普勒頻移，多徑效應等因數也會對系統性能產生影響。
對系統同步的影響主要表現在兩個方面：一個是系統中載波不同步。在本系統中，收端對發端發射的正交擴頻信號進行正交下變頻解調和解擴，如果收端載波相對于發端載波存在頻率偏移Δf，此時經對已解擴信號進行相關后發現，Δf的存在對相關峰將產生影響，其值越大，影響將越嚴重，二是收發端頻率源頻率不一致，當收發端兩端頻率源頻率相同，收發兩端的信息流速率應一致，而且采樣頻率fs應與發端擴頻碼速率RN的比值為一整數。此時設擴頻碼長為LN，每碼片采樣M，則采樣一條擴頻碼的樣點值Ns而應為LN與M的乘積。如果收發兩端信息流速率不同步，采樣一條擴頻碼的點數N’，可能不等于N，當采樣速率fs＞M×RN，則估計出的擴頻碼起始位置會比實際的起始位置要偏后，可見從減小收發兩端信息流速率的偏差出發，應選用穩定度高的晶振。
4 基于DSP的同步算法
4.1 載波頻偏估計算法
4.1.1 正交下變頻及頻偏檢測
正交數字下變頻及頻偏檢測模型如圖2所示。
以同相支路分量I路信號為例，設輸入中頻信號為：
4.1.2 頻偏的卡爾曼濾波
由于正交下變頻后，載頻正偏和負偏時正交支路的輸出表達式中相應也正負號的問題，即頻偏正負呈現隨機性，此時如采用DPLL實現載波同步，則鑒相器實現困難，如在頻偏檢測后加一級卡爾曼濾波，就能解決DPLL中鑒相器實現困難的問題[3]。
設頻偏檢測輸出為Δω’，在對其進行卡爾曼濾波時，采用遞推算法實時算出濾波系數，在初始階段，當前測量值占有較大的比重，當估測頻偏和實際頻偏相差較小時，當前測量值占有比重越來越小，而預測值占有較大比重，從而達到對頻偏進行快速捕捉和跟蹤并使輸出Δω’趨于穩定，減小波動范圍。
4.1.3 頻偏校正
本地頻率采用直接頻率合成器DDS，他由相位累加器和正、余弦表等組成，其結構如圖3所示，其輸入信號，一是DDS中相位控制寄存器輸入端和相位控制信號，即數字環路濾波器輸出的相位誤差信號e(θ)，二是DDS中的頻率控制寄存器輸入端的頻偏控制信號，即卡爾曼濾波器輸出的Δω’，在輸出端，通過DDS內部，e(θ)與Δω’進行累加產生θ（n），并以此作為正余弦查詢表查詢地址得到sinθ（n）和cosθ（n）。從而實現對DDS輸出頻率的實時調整。
4.1.4 鑒相器
鑒相器采用Hilbert變換鑒相器[3]。其結構如圖4所示。
鑒相原理：由DDS輸出sinθ（n），cosθ（n）分別與正交下變頻輸出同相分量I（n）、正交分量Q（n）產生同相支路分量I’（n）和正交支路分量Q’（n），然后輸入Hilbert變換鑒相器進行鑒相得到相位誤差信號Δθ（n），其原理為：
當卡爾曼濾波輸出Δω’＜0時：
在鑒相器中，同相支路分量為I’（n）＝f（n）cos（Δθ），當Δθ→0時，I’（n）＝f（n），即為解調的擴頻信號。
4.2 收發端信息流速率同步算法
實際系統中存在的收發數據流速率的不同步，雖然其偏差較小，但在接收端經累積后，擴頻碼起始位置會偏離估計的位置，因此，精確地確定擴頻碼起始位置，成為實現收發兩端收發端信息流速率同步的首要任務，其算法是通過連續兩次對擴頻碼中有效信息進行同步搜索，獲得實際擴頻碼的長度，然后將其與收端估計的擴頻碼長度進行比較，如果兩者相同，則收發兩端信息速率一致；如果不相同，當檢測到的實際擴頻長度小于估計的擴頻碼長度時，說明收端采樣速率慢，需調快收端頻率，否則，說明收端采樣速率快，需調慢收端頻率，當系統最終調整到收發頻率一致時，系統進入同步跟蹤階段，在此階段，系統除完成同步跟蹤外，還需完成擴頻號碼的解擴。上述算法流程圖如圖5所示。
5 結語
由于卡爾曼濾波在信噪比情況較好時對實際頻偏具有快速捕獲跟蹤能力，再配合DPLL同步跟蹤，實際頻差與預測頻差之間產生的相位誤差信號Δθ（n）將趨于零，此時Hilbert變換鑒相器同相支路輸出I’（n）＝f（n）cos[Δθ（n）] 趨于f（n），頻偏得到校正，即實現了收發兩端載波同步，從載波已調擴頻信號中解調出了擴頻信號。
采用DSP進行解擴不同于采用純硬件解擴，他不但需要考慮載波頻偏的影響，還需要考慮系統同步過程中估計的擴頻起始位置與實際的擴頻起始位置不一致的情況，即同步起始位置漂移（收發兩端信息流數率不一致）問題，以及系統同步以后如何保證系統不丟失同步信息。本文提出的系統同步算法能滿足上述要求。 |
作者：熊卓列，蔣卓勤，陸玉蛾 合作媒體：現代電子技術 編輯：顧北 |
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